在中大功率電源中，現(xiàn)在市面上最流行的拓撲結(jié)構可謂是移相全橋和LLC了，工程師們也最喜歡將這它們放在一塊作比較，這是由于它們的原邊MOS管都可以實現(xiàn)ZVS，從而降低損耗，提高了功率密度。但它們也各有不同的優(yōu)缺點，這里我們來分析一下移相全橋的工作特點，而LLC在前段時間發(fā)的中已分析過，這里就不再詳細描述。
移相全橋，顧名思義，首先它的硬件拓撲是一個全橋結(jié)構，而“移相”的意思是控制方式采用移相方式。我們知道PWM和PFM的控制原理，那么“移相”控制的控制原理是什么呢？接下來，我們就此說道說道。
UCC2895是經(jīng)典的移相全橋控制芯片，圖1是它datasheet中的時序圖。CLOCK是芯片的時鐘，決定了芯片工作頻率；RAMP與環(huán)路輸出的COMP信號做比較，決定移相角度大小PWM SIGNGAL，PWM SIGNAL占空比為0時，移相角度為180°，占空比為100%時，移相角度為0。
圖1
圖2是驅(qū)動的信號的接對應MOS管的驅(qū)動方法。在PWM驅(qū)動方式控制中，一般是直接控制對管的Q1/Q4、Q2/Q3的驅(qū)動信號占空比大小。而在移相方式中，不直接改變單個開關管的驅(qū)動占空比，而是保持每個開關管驅(qū)動占空比為50%，通過改變驅(qū)動信號相位的方式來改變對管同時導通時間，從而調(diào)節(jié)輸出。所以實際上“移相”也是一種特殊PWM控制方式。
圖1中，OUTPUTA/OUTPUTB相位超前于OUTPUTC/OUTPUTD，所以我們稱圖2中的Q1和Q2為超前橋臂，Q3和Q4為滯后橋臂。超前橋臂比滯后橋臂更容易實現(xiàn)ZVS，這是為什么呢，后面將會作出解釋。
圖2
圖3
圖3展示了移相全橋工作的實現(xiàn)波形圖，其中Ip為諧振腔的電流，Vrect為變壓器副邊電壓，其值等于VIN/N，N為變壓器匝比。Vrect波形的陰影部分是丟失的波形，即在實際中這部分時間沒有能量傳遞到輸出，相當于這部分MOS管的占空比被間接丟失了，導致有效占空比變小，這在設計時應該考慮補償占空比。
為什么會出現(xiàn)這種現(xiàn)象呢？這是因為這個時間段的原邊電流較小，不足于提供輸出電流，而副邊電感維持輸出電流使得D1、D2均導通，相當于副邊繞組短路。隨著下一組對管的同時導通，電流迅速增大到一定值才能將能能量傳遞到輸出。而此時原邊電流增大的速率與諧振電感Lr大小有關，Lr越大，電流增大的速率越小，使得丟失的占空比越大，所以Lr越小越好？討論這個問題時，我們會涉及到前文提到的“超前橋臂比滯后橋臂更容易實現(xiàn)ZVS”的問題。
首先我們要知道原邊MOS管是如何實現(xiàn)ZVS的，它是通過電感電流不能斷續(xù)的特性來抽取MOS管寄生電容Cds的電能，以此使得在MOS管開通前Vds降為0。例如，圖2中，Q1關斷后，Lr電流繼續(xù)流向變壓器，在Q2開通前，其電流回路只能通過C1和C2，此時，C1是充電，C2是放電。其實這個時候，不僅是Lr參與抽取電流，輸出電感Lo通過變壓器映射到原邊也參與抽取電流，但對于Q3、Q4的關斷時刻，由于丟失占空比，副邊繞組相當于短路Lo不能映射到原邊，不參與抽取電流，所以Q3、Q4相比于Q1、Q2更難實現(xiàn)ZVS。
綜上，諧振電感Lr太大會導致丟失占空比嚴重，不利于調(diào)節(jié)控制；Lr太小不利于實現(xiàn)原邊MOS管的ZVS，所以在設計時需要綜合考量，選擇適合Lr。一般可以通過以下兩個方程選擇Lr的的大小。
其中，Dloss為丟失占空比，fsw為開關頻率，Io為輸出電流。
最后我們對比一下LLC和移相全橋的異同。
最后我們對比一下LLC和移相全橋的異同。
移相全橋仿真波形
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